无刷直流电机的PWM调制方式介绍

(2014-01-03 15:35:28)

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无刷直流电机

pwm调制方式

bldc驱动方案

原文：http://blog.sina.com.cn/s/blog_ae3ebe120101cutd.html

三相无刷直流电机的调制方式：方波120度脉宽调制(120Degree-PWM)、正弦脉宽调制(SPWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM)，本文将对各自方式的原理、SVPWM7段式与5段式特性、SPWM和SVPWM需要的角度推算以及PWM占空比的计算做出详细介绍，并提供实验实测的波形图。

引言

BLDC(Brushless Direct Current)无刷直流电机已在家用电器、汽车、医疗、工业设备等领域被广泛使用，三相无刷直流电机是更主流产品。图1为三相无刷直流电机的驱动部分示意图，主要包括霍尔信息的采集，以及根据霍尔信号对三相逆变器做对应的调制，三相逆变器PWM的开关顺序已经PWM的占空比是调制的主要内容，不同的调制方式对BLDC的运行性能有很大影响，近年来随着电机控制系统越来越精细，在原来常见的方波120度脉宽调制基础上，正弦脉宽调制(SPWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM)出现，使电机脉动降低、电流波形畸变减小，但后两者的算法比较复杂，本文将对三种调制方式逐一地介绍其特性、原理及计算细节。安森美半导体LC08000M芯片集成这三种调制方式，适合应用在BLDC的驱动。

图1：三相无刷直流电机驱动示意图

1. 方波120度脉宽调制

利用霍尔值(每个电气周期6次变化)，改变UVW相电流流向，但同一霍尔值内电流流向不变，任何时刻只能一相的上桥和另一相的下桥导通，这种控制方式简单，但存在最大60度的转矩偏角，效率降低，同时会伴有转动噪音。

图： Hall状态与PWM、三相反电动势、三相电流的对应关系

在上桥下桥PWM开关控制顺序不同，我们可以做出下面5种模式的选装。

LC08000M为了减小在换相时转矩的波动，采用了PWM值过渡方式，这一处理能有效降低了转动噪音。

图3：LC08000M 方波120°脉宽调制的PWM与霍尔关系的对应图

图4：实测LC08000M方波120度脉宽调制的效果

2. 正弦脉宽调制(SPWM)

叠加在MOS管的直流电压可以通过PWM开关控制来等效成正弦电压，由于中性点为0，因此电机的相电压也为正弦，从而使得电机相线电流也成正弦变化规则，消除了转矩波动。根据面积等效原理，正弦波还可以等效成PWM波。如图5所示，通过这种方式我们不停的调整PWM的占空比来实现正弦电压效应。

图5：正弦波与PWM波的等效图

正弦脉宽调制需要知道ωt的详细值，而我们从$霍尔元件只可以读取到60°120°180°240°360°这个6个大体的位置信息，所以我们需要从前几次霍尔值变化的间隔时间推算出60度内的内角度。在电机静启动情况下，我们无法推算出内角度信息，因此启动情况下，我们还是要采用方波120度脉宽调制方式启动，但电机得到一个稳定转动后，我们可以推算出内角度，就可以切换成正弦脉宽调制方式。

推算内角度方法：如图6-1首先计算出每个60°需要的时间，除以PWM周期的时间可以计算出60°内PWM的次数，从而得到60°内每增加1个PWM时内角度增加的值，在加上通过霍尔值对应的大角度值就得到当前的角度;UVW三相彼此相差120°相位。

图6-1

举例：PWM基本周期频率20KHz(50μs)，8极对电机，在转速2000r/m时，求角度变化值

1) 2000r/m*8 = 16000hall/m (每分钟的霍尔电气周期)

2)16000/60 = 266.67hall/s (每秒的霍尔电气周期)

3)1/266.67 = 3.75ms (每个霍尔周期需要的时间)

4)3.75ms/6 = 625μs (每60度需要的时间)

5)625μs/50μs = 12.5次 (每60度内PWM周期的次数)

6)60°/12.5=4.8° (每个PWM周期增加的角度值)

图6-2

然后通过查询代码中内置的sin函数值，在叠加上力矩输出要求的百分比，这样我们可以在每次PWM周期结束后立即修改PWM的占空比，使其得到正弦脉宽调制方式。

LC08000M芯片有正弦脉宽调制(SPWM)功能，并且内部集成了上面的软件计算部分。

图7：实测LC08000M正弦脉宽调制(SPWM)的效果

直流无刷电机的正弦波控制简介

直流无刷电机的正弦波控制即通过对电机绕组施加一定的电压，使电机绕组中产生正弦电流，通过控制正弦电流的幅值及相位达到控制电机转矩的目的。与传统的方波控制相比，电机相电流为正弦，且连续变化，无换相电流突变，因此电机运行噪声低。

根据控制的复杂程度，直流无刷电机的正弦波控制可分为：简易正弦波控制与复杂正弦波控制。

（1）简易正弦波控制：

对电机绕组施加一定的电压，使电机相电压为正弦波，由于电机绕组为感性负载，因此电机相电流也为正弦波。通过控制电机相电压的幅值以及相位来控制电流的相位以及幅值，为电压环控制，实现较为简单。

（2）复杂正弦波控制：

与简易正弦波控制不同，复杂的正弦控制目标为电机相电流，建立电流环，通过直接控制相电流的相位与幅值达到控制电机的目的。由于电机相电流为正弦信号，因此需要进行电流的解耦操作，较为复杂，常见的为磁场定向控制（FOC）及直接转矩控制（DTC）等。

下面介绍简易正弦波控制的原理及其实现。

简易正弦波控制原理

简易正弦波控制即通过控制电机正弦相电压的幅值以及相位达到控制电机电流的目的。通常通过在电机端线施加一定形式的电压来使绕组两端产生正弦相电压。常见的生成方式为：正弦PWM以及空间矢量PWM。由于正弦PWM原理简单且便于实现，因此简易正弦波控制中通常采用其作为PWM生成方式。图1为BLDC控制结构图，其中Ux、Uy、Uz为桥臂电压，Ua、Ub、Uc为电机绕组的相电压，以下对于不同种类的PWM调制方式的介绍将基于此结构图进行。

图1 直流无刷电机控制框图

（1）三相正弦调制PWM

三相SPWM为最常见的正弦PWM生成方式，即对电机三个端线施加相位相差120度的正弦电压信号，由于中性点为0，因此电机相电压也为正弦，且相位与施加的正弦电压相同。如图2所示。

图2 三相调制SPWM端线电压

（2）开关损耗最小正弦PWM

与常见的SPWM不同，采用开关损耗最小正弦PWM时，施加在电机端线上电压Ua、 Ub、Uc并非正弦波电压，此时电机中心点电压并非为0，但是电机相电压仍然为正弦。因此此类控制方式为线电压控制。见图3：

图3 开关损耗最小正弦PWM端线电压

其中Ux、Uy、Uz为电机端线电压，Ua、Ub、Uc为电机相电压，可见相电压相位差为120度。Ux、Uy、Uz与Ua、Ub、Uc的关系如下：

合并后，Ux，Uy，Uz如下：

可见采用开关损耗最小正弦PWM时，Ux，Uy，Uz相位差120度，且为分段函数形式，并非正弦电压，而电机相电压Ua、Ub、Uc仍然为正弦电压。且在120度区内端线电压为0，即对应的开关管常开或常关。因此与三相正弦PWM相比，开关损耗减少1/3。

通过控制Ux，Uy，Uz的相位以及幅值即可以控制Ux，Uy，Uz，实现控制电流的目的。

3. 空间矢量脉宽调制(SVPWM)

与SPWM不同，SVPWM施加在电机端线上电压并非等效正弦波电压，此时电机中心点电压并非为0，但电机相电压仍然为等效正弦，从而使得电机相线电流也成正弦变化规则。

三相全桥逆变器共8种开关模式，分别对应八个基本电压空间矢量U0~U7，U0和U7为零矢量，位于原点。其余6个非零矢量幅值相同，相邻矢量间隔60°。根据非零矢量所在位置将空间划分为六个扇区。空间矢量脉宽调制就是利用U0~U7的不同组合，组成幅值相同、相位不同的参考电压矢量Uref，从而使矢量轨迹尽可能逼近基准圆。

图8：基本空间矢量在空间的分布
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图9为参考电压在第一扇区，有两个非零矢量U1U2和零矢量合成，当参考电压进入下一个扇区，采用新的相邻两个矢量与零矢量进行合成。基于矢量合成规则，在符合T1+T2 <= Tpwm条件下，并要求任意角度下V1和V2都能合成出的矢量，所以Uref_max=√3/2 Udc。调制度M=Uref/(Uref_max)=Uref/(√3/2 Udc)

图9：参考电压在第一扇区矢量合成方法

有三角正弦定理可知：

θ角度的推算和前面SPWM里的方法是一样的。为了减少三角函数计算同样采用代码内置Sin三角函数表为了获得最佳的谐波性能和最小开关损耗，目前主要有7段式和5段式空间矢量合成方法。

对比7段式和5段式可知，两者在零矢量的分配上存在很大的区别，单个PWM周期内，5段式方法将零矢量集中插入在中间，转矩脉动大，在低频时会导致明显的走走停停不平稳现象，而7段式方法中零矢量的一半被插入在PWM周期的中间，另一半插入在PWM周期的两边，这样可以使得磁链的运转更加平稳，减少电机转矩的脉动，使得低频时特性明显好于5段式，高频时特性差异不大。但5段式方法中每个PWM周期中，总有一相桥臂的开关管状态不需要改变，而在7段式方法中，每一相桥臂的开关管都需要开关各一次，5段式比7段式开关次数减少1/3，所以5段式的开关功耗是最小的。综合来说在PWM周期达到10KHz以上，5段式更加合适。

举例：角度θ=30°，力矩百分比M=50%，PWM频率20KHz，求三相各PWM的占空比。